입력 DC300V, 출력 AC200V/10kW

태양광발전에 의 한 매전용 3상 파워 컨디셔너

파워 컨디셔너란

V결선 인버터(일반적인 3상 풀브리지 인버터가 3개의 암으로 구성(Y결선)되어 있음에 대해, V결선 인버터는 같은 3상 출력임에도 불구하고 2개의 암으로 구성되는 것을 말한다)와 승압 초퍼의 조합은 신 에너지(신 에너지란, 태양광발전 에너지나 연료전지 에너지, 풍력 에너지 등을 말하며 기존의 석유나 석탄 등에 의한 에너지와 달리 청정한 에너지를 말한다)용의 계통연계 인버터에 일반적으로 사용되고 있다.

이 회로는 예를 들어 태양전지에서 입력된 직류의 에너지를 일단 수백V 정도의 직류 링크로 승압시키고 그 후 V결선 인버터에 의해 계통연계를 실행하는 시스템이다. 이러한 시스템을 일반적으로 파워 컨디셔너라고 한다.

V결선 인버터의 특징으로 직류 링크 전압이 높아지는 단점이 있지만 V상을 절연 없이 접지하는 경우, 스위칭에 의한 고주파 누설전류를 적게 할 수 있다.

신 에너지용 계통연계 시스템에서는 전기설비 기술 기준을 충족시킴으로써 계통과의 절연 트랜스를 없앨 수 있다. 때문에 고주파 누설전류가 적은 V결선 인버터에 메리트가 있다. 또 절연트랜스가 없으므로 시스템 손실과 코스트를 모두 줄일 수 있다. 여기서는 회로 소개 및 동작의 개요를 살펴본다.

V결선 방식에 의한 파워 컨디셔너

그림 1은 파워 컨디셔너의 주 회로 모델을 나타낸 것이다. 태양전지 등에서 코먼모드 초크(NF2)를 통하여 승압 초퍼로 접속되고 있다.

▲ 그림 1. 태양광발전용 파워 컨디셔너의 회로 (EMI 필터, 직류 리액터는

포니전기제, V결선 인버터는 V상을 절연 없이 접지할 경우, 스위칭에 의한

고주파 누설전류가 적어진다)

승압 초퍼 출력은 직렬 접속된 전해 콘덴서에 접속되어 2암의 V결선 인버터에 접속된다. 인버터 출력에는 스위칭 리플을 제거하는 LC 필터를 접속하고 또 출력에 코먼모드 초크를 접속하여 상용계통에 접속된다.

1. 회로 동작

그림 2에 교류전류의 실험파형을 나타낸다. 승압 초퍼에 의해 DC300V에서 DC750V로 승압한다. 중간의 직류링크DC750V에서 2암V결선의 PWM 인버터에 의해 3상 AC200V를 출력한다.

▲ 그림 2. 파워 컨디셔너의 출력전압과 출력전류파형 (10ms/div.,

V결선 인버터에 의해 3상 교류가 출력된다는 것을 알 수 있다)

스위칭 소자는 IGBT를 사용하고 스위칭 주파수는 17kHz 상당의 가청영역을 넘는 정도에서 동작시킨다.

그림 2에서 V결선 인버터에 의해 3상 전류가 출력되고 있다는 것을 알 수 있다.

2. 직류분 검출에 션트를 사용한다

자연 에너지를 회생하는 파워 컨디셔너에서는 전기설비 기술 기준을 충족시킴으로써 계통과의 절연 트랜스를 없앨 수 있다. 이 기준에서는 교류의 직류분을 1% 이내로 검출하도록 요구되고 있지만 관통형의 전류검출에서는 온도 드리프트 등을 고려할 경우 이 기준을 충족시키기가 곤란하다.

때문에 션트를 이용하여 검출하는 경우가 많으며 여기서는 NF2의 필터 기판 내에 션트를 설치하여 교류전류에 포함되는 직류분을 검출하고 있다.

소프트 스위칭으로 효율 상승

전술한 바와 같이 V결선 인버터를 사용한 인버터와 승압 초퍼로 구성된 파워 컨디셔너 회로 방식에 대하여, 효율 개선을 위해 소프트 스위칭 방식의 회로를 장착한 사례를 소개한다.

신 에너지용의 계통연계 인버터는 다양한 인버터 중에서도 효율개선이 요구되고 있어 소프트 스위칭 방식의 인버터로서 실용화되고 있다.

소프트 스위칭 방식이란, 스위칭에 의해 발생하는 스위칭 손실을 회로나 제어에 의해 저감하는 수법으로, 다양한 회로 방식이 존재한다.

이 회로의 특징은 전술한 V결선 인버터의 메리트에 추가하여 소프트 스위칭화를 위한 부속 회로가 2개의 MOSFET과 1개의 공진 인덕터로, 적은 부품 추가로 구성된다는 점이다. 또 메인 스위치 5개의 손실이 적어지므로 IGBT를 소형화할 수 있는 메리트가 있다.

1. 회로 구성

그림 3에 소프트 스위칭 방식인 파워 컨디셔너의 주 회로를 나타낸다. 전력회사를 포함하여 기본구성은 전술한 파워 컨디셔너 회로 방식과 마찬가지이며 각 부품도 그림 1과 같다.

▲ 그림 3. 공진형 태양광발전용 파워 컨디셔너의 회로 

(표기가 없는 부품은 그림 1과 같다, 소프트 스위칭화를 위한 부속회로는

IGBT 2개와 공진 리액터 1개로 부품 수를 적게 추가하여 구성할 수 있다)

소프트 스위칭화를 위한 부속 회로는 공진 회로이며 승압 초퍼와 V결선 인버터 스위치(IGBT)의 스위칭 손실을 회생하기 위한 것이다. 물론 공진 회로 안에 있는 스위치도 소프트 스위칭으로 된다.

2. 회로 동작

승압 초퍼에 의해 DC300V에서 DC750V로 승압하고 중간의 직류 링크 DC750V에서 2암의 V결선 PWM 인버터에 의해 3상 AC200V를 출력한다. 또 스위칭 소자는 IGBT를 사용하고 스위칭 주파수는 15kHz 상당이다.

그림 4에 소프트 스위칭으로 동작시킨 스위칭 파형을 나타낸다. 턴 온 시 공진 회로를 동작시켜 전압과 전류가 크로스하는 부분이 적은 스위칭을 실행함으로써 스위칭 손실을 회생시킨다.

▲ 그림 4. SW 단자의 전압파형과 전류파형 (100V/div., 10A/div., 턴 온 : 1㎲/div., 턴 오프 : 0.5㎲/div., 턴 온 시의 전압과 

전류가 크로스되는 부분이 적게 스위칭됨으로써 스위칭 손실을 재 이용한다)

턴 오프 시에는 스위치와 병렬 접속한 10nF의 공진 콘덴서에 전류를 전류(轉流)시킴으로써 스위칭 손실을 회생시킨다. 이와 같이 동작한 결과, 스위칭 손실을 저감시켜 시스템의 효율을 개선할 수 있다.

그림 5에 시스템 효율의 측정 결과를 나타낸다. 이것은 일반적인 스위칭 방식과 소개한 소프트 스위칭 방식과의 비교를 나타내고 있어 효율이 개선되고 있다는 것을 알 수 있다. 실제 제품에서는 평균효율에서 94.3% 정도까지 개선되고 있어 효율개선 효과가 크다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 5. 소프트 스위칭을 채택함으로써 고효율 동작 실현

출력전력 1kW, 출력전압 AC200V, 입력전압 DC180V

초저손실의 매전용 단상 파워 컨디셔너

신 에너지 & 소형 가정용 등의 계통연계 인버터에 사용되고 있는 교류 단상출력 파워 컨디셔너 회로의 효율 개선에 도움이 되는 회로 방식을 소개한다.

이 회로는 그림 6과 같이, 예를 들어 태양전지에서 입력된 직류 에너지를 승압 초퍼로 전파정류형 정현파 변조하고 극성 전환 인버터로 ＋, －를 반전시켜 정현파 전류를 출력하는 시스템이다.

▲ 그림 6. 단상 파워 컨디셔너의 시스템도 (입력된 직류 에너지를 승압 초퍼에서 전파

정류형 정현파 변조하고, 극성 전환 인버터로 ＋, －를 반전시켜 정현파 전류를 출력한다)

특징은, 고주파 스위칭에 의한 손실의 대부분은 승압 초퍼부에 집중 발생하고 이 손실을 추가하여 접속한 공진 로스리스 스너버 회로로 회생한다는 점에 있다.

여기서는 회로 시스템의 소개와 공진 로스리스 스너버 회로의 동작 개요에 대해 살펴본다.

정현파 변조 승압 초퍼를 이용한 단상 파워 컨디셔너 회로

그림 7에 정현파 변조 승압 초퍼를 이용한 단상 파워 컨디셔너의 회로를 나타낸다.

▲ 그림 7. 정현파 변조 승압 초퍼를 이용한 단상 파워 컨디셔너의 회로

(승압 초퍼, 극성 전환 인버터, 로우 패스 필터로 구성된다)

태양전지 등을, 정현파의 전파 정류파형을 출력하는 승압 초퍼에 접속하고, 승압 초퍼의 출력은 필름 콘덴서를 통해 풀브리지로 구성되는 극성 전환 인버터에 접속하여 로스 패스 필터를 통해 계통연계를 실행한다.

그림 8에 교류전류의 변조 방법을 나타낸다. 승압 초퍼에서는 정현파의 피크에 가까운 부분에서 고주파 스위칭으로 정현파 변조를 실행한다. 극성 전환 인버터에서는 승압 초퍼가 고주파 스위칭하지 않는 부분(제로 크로스 부분)에서 정현파 변조를 실행한다.

▲ 그림 8. 교류전류의 변조 방법 (승압 초퍼에서는

정현파의 피크에 가까운 부분, 극성 전환 인버터에서는

제로 크로스 부분에서 정현파 변조를 실행한다)

메리트는 승압 초퍼가 극성 전환 인버터의 어느 쪽에서만 고주파 스위칭으로 되고, 양쪽 스위칭을 실행하지 않기 때문에 스위칭 횟수를 감소시킴으로써 손실을 감소시킬 수 있다는 점이다.

다이오드 Db의 역할은 정현파의 제로 크로스 부분에서 도통하여 도통손실을 개선하는 것이다.

그림 9에 교류파형을 나타낸다. 정현파 전류를 흘릴 수 있다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 9. 파워 컨디셔너의 출력파형

(100V/div., 5A/div., 2ms/div., 정현파 전류를 흘릴 수 있다)

손실을 줄이는 공진 로스리스 스너버 회로

그림 10에 공진 로스리스 스너버 회로를 접속했을 경우의 회로도를 나타낸다. 전류 피크 부근에서 승압 초퍼의 스위칭을 실행하는 빈도수가 많으므로 손실이 집중된다. 때문에 공진 로스리스 스너버 회로를 승압 초퍼에 추가하고 있다.

▲ 그림 10. 그림 7에 공진 로스리스 스너버 회로를 접속한다

(회로는 3개의 다이오드와 공진 리액터, 2개의 필름 콘덴서로 구성되어 있다)

회로는 3개의 다이오드와 공진 인덕터, 그리고 2개의 필름 콘덴서로 구성되어 있다. 이 공진 로스리스 스너버 회로는 스위치의 턴 오프 손실을 회생시킬 수 있다. 스위치의 턴 오프 시에는 필름 콘덴서 Cs에 전류가 전류(轉流)하므로 소프트 스위칭으로 된다. 또 이 Cs에 축적된 에너지는 다음 턴 온 시 출력으로 회생된다. 때문에 스위칭 손실을 줄일 수 있다.

1. 효율 비교

그림 11에 효율 비교를 나타낸다. 먼저 일반적인 승압 초퍼＋정현파 인버터인 경우의 효율에 대해, 정현파 변조 승압 초퍼를 이용한 단상 파워 컨디셔너 회로에서는 크게 개선되고 있다는 것을 알 수 있다. 또 공진 로스리스 스너버 회로를 부가한 경우라면 효율을 더 많이 개선할 수 있다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 11. 효율 비교 (일반적인 승압 초퍼＋정현파 인버터에 대해

효율이 개선되었다)

수동소자로 구성하여 전자 방사 노이즈 저감에도 효과가 있다

역률 개선 기능이 있는 3상 다이오드 정류 회로

3상 다이오드 정류 회로에서 역률 개선을 실현하는 경우, 고주파로 스위칭하는 방법이 주류를 이루고 있다. 그러나 EMI(전자방사) 노이즈를 많이 발생시키므로 고주파 스위칭하지 않고 파형을 개선하는 방식이나 수동소자만으로 파형을 개선하는 방식이 제안, 일부에서 실용화되고 있다. 여기서는 10kW의 역률 개선 기능이 있는 절연형 3상 정류 회로에 관하여 소개한다.

1. 회로 구성

그림 12에 이 정류 회로를 나타낸다. 이 회로의 특징은 기존의 3상 다이오드 정류 회로에 더하여 보조 변압기, 보조 다이오드 DAP, DAQ, 2분할한 직류 커패시터 CdP, CdQ에 의해 얻은 직류 정점 m, 주 변압기 TM의 2차 측 Y결선의 중성점 n을 사용하여 구성된 ‘보조 회로’를 설치, 동작 펄스 수를 2배인 12펄스로 하고 있다는 점이다.

▲ 그림 12. 역률개선형 간이 12펄스 정류 회로('보조 회로’를

설치하여 동작 펄스 수를 2배인 12펄스로 하고 있다)

또 보조 변압기의 용량은 주 변압기 TM의 수%, 다이오드의 전류 평균값은 수A로 보조회로 구성요소의 용량은 작다. 보조변압기는 기존의 상용 트랜스와 특성이 달라 커플링을 양호하게 하여 권수를 1 : 6으로 하는 등의 방법을 실행해야 한다.

2. 회로 동작

표 1에 운전 조건과 측정 데이터를, 그림 13에 기존의 6펄스 방식 및 간이 12펄스 방식의 출력 10kW 시 상전압 vAN과 선 전류 iA의 파형을 각각 나타낸다. 그림 13에서 계통전압을 모의한 상전압 vAN은 이상적인 정현파임에 비해, 기존의 6펄스 방식 전원전류 iA는 교류 입력 측에 약 5.6%의 직렬 인덕터를 접속해도 그림 13과 같이 상당히 변형된 파형[종합 변형률 THD(iA)＝31%]이다. 한편, 간이 12펄스 방식의 전원전류 iA는 정현파에 상당히 가까운 파형을 그리고 있어[종합 변형률 THD(iA)＝9%], 보조 회로를 이용한 12펄스화의 효과를 확인할 수 있다.

▲ 표 1. 측정 데이터

▲ 그림 13. 입력상전압 vAN과 입력선 전류 iA의 파형

(100V/div., 20A/div., 2ms/div.)

솔라 패널의 전력검출이 필요 없다!

솔라 패널이나 풍력발전기를 풀 파워로 동작시키는 회로①

태양전지의 특성과 MPPT 제어

1. MPPT가 필요한 이유

태양광발전 시스템은 설치장소의 자유도가 크기 때문에 주로 일반 가정용이나 빌딩 등 소, 중규모의 분산형 발전 시스템으로서 보급이 기대되고 있다.

그림 14에 전형적인 솔라 패널의 출력전압 Vout과 출력전력 Pout의 특성곡선을 나타낸다(SOLAREX제 SX10). 태양광의 조도를 단위면적당 와트수로 나타내면 조도가 가장 강한 하지 시의 평균적인 최대 조도는 약 1,000W/m2로 되고 조도 저하와 함께 패널에서 나오는 전력의 최대값도 저하된다.

▲ 그림 14. 솔라 패널의 V-P(전압 대 전력) 특성 예 (SOLAREX제 SX-10,

조도 저하에 따라 패널에서 최대 전력을 낼 수 있게 하는 출력 조건이 변화된다)

또 이 특성곡선은 패널 온도에도 의존하여 온도가 높을수록 최대 전력이 저하되는 성질이 있다. 그래서 주어진 조도와 온도에서 항상 패널로부터 최대 전력을 나오게 하려면 그러한 동작을 실현하는 최적의 단자전압과 단자전류의 조합에 의해 동작점을 실현해야 한다. 항상 이 동작점을 따르도록 제어하는 것을 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 제어라 한다.

2. 전형적인 MPPT 방식 ‘등산법’

그림 15에 솔라 패널에 의해 발전한 전력을 상용전력 계통에 매전하기 위한 계통연계 인버터에서 MPPT 기능을 실현하기 위해 이용되는 전형적인 제어 방식을 나타낸다.

▲ 그림15. 계통연계인버터의전형적인MPPT 방식('등산법’에 의해 단자전압 V의 

최적값을 탐색한다)

태양전지의 단자전압은 승압 초퍼에 의해 일정한 DC 링크 전압으로 변환되고, PWM 인버터에 의해 상용계통 주파수의 교류로 변환된다. 이러한 시스템에서는 일반적으로 PWM 인버터의 계통 측 역률을 1로 유지하면서 전류의 진폭조정을 실행, DC 링크 전압을 일정하게 유지한다.

이 상태에서 승압 초퍼의 듀티비 d를 조정하여 패널의 전압/전류에서 계산되는 전력을 보다 크게 하는, 이른바 ‘등산법’에 의해 단자전압 Vout의 최적값을 탐색한다.

패널 전력 검출이 필요 없는 MPPT 제어 방식

1. 전력 검출 센서나 연산을 생략하고 제어계의 구성을 간단화 한다

그림 16에 필자들이 참고문헌에서 제안한 MPPT의 한 가지 방식을 소개한다. 이 방법도 기존과 마찬가지의 등산법에 따른 MPPT 방식이기는 하지만, 솔라 패널의 전력을 검출할 필요가 없다는 점에서 실용상의 이점이 있다.

▲ 그림 16. 계통 측 전류의 진폭 지시 I＊peak를 이용한 MPPT 방식 [주요 사용부품/솔라 패널 : 샤프제 

태양전지 모듈 NT51DL9, 사용 매수 12매(6직렬-2병렬), 승압 초퍼부 : 후지전기제 IGBT 모듈 2MBI50N-060, 

게이트 드라이버 후지전기제 EXB840, 단상 PWM 인버터부 : 미츠비시전기제 IPM PM75RSA060]

즉, 이 방식에서는 태양전지의 발전전력과 계통 측으로의 회생전력이 평형이 되는 정상 상태에서 제어계의 내부신호인 계통측 전류의 진폭 지시 I＊peak와 발전전력 Parray와의 사이에 성립되는 비례관계를 이용함으로써 전력 검출을 위한 센서나 연산을 생략할 수 있어 제어계의 구성을 간단하게 할 수 있다는 이점이 있다.

그림 17은 정상 상태에서의 듀티 지시 d＊와 Parray, I＊peak의 관계이다. 등산법에 의해 I＊peak를 최대화하도록 d＊를 조정하면 결과적으로 전력 Parray도 최대화된다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 17. 듀티비 지시 d＊와 Parray, I＊peak의 관계

(등산법에 의해 I＊peak를 최대화하도록 d＊를 조정하면

결과적으로 전력 Parray도 최대화된다)

2. 제어기의 동작

표 2는 그림 16의 MPPT 제어기에서 d＊의 증가/감소를 어느 방향으로 할 것인지 결정하기 위한 논리표를 나타내고 있다. 또 그림 18은 이 기능을 전자회로에서 실현했을 경우의 일례이다. 이 회로에서 d＊는 ＋1 또는 －1을 게인 1/Ti로 적분하여 얻고 있으며 어느 것을 적분기의 입력으로 할 것인가는 JK 플립플롭의 출력 Q에 의해 판단하고 있다. 즉, Q가 논리 ‘1’이라면 d＊는 증가 중이고 논리 ‘0’이라면 감소 중에 있다는 것이 명백하다. 이 정보에 더하여 I＊pesk의 미분량 극성에서 I＊peak가 증가 중인지 감소 중인지를 알 수 있으므로, 표 2와 같이 d＊의 증가/감소 방향을 부여함으로써 I＊peak를 최대화하는 d＊를 탐색할 수 있다.

▲ 표 2. MPPT 제어에서 d＊의 조작 방향

▲ 그림 18. MPPT 제어기의 구성 예 (실제로는 DSP를 사용한 소프트웨어로 실장했다)

3. 정리

이상과 같이 기술한 방법에서는 솔라 패널의 실제 전력을 필요로 하지 않으므로, 전류/전압 센서를 1조로 하여 전력연산을 생략할 수 있는 이점이 있다. 그러나 시스템의 전력 평형상태를 이용하고 있으므로 MPPT 동작 응답을 인버터 직류전압 제어루프의 응답성보다 본질적으로 빠르게 할 수 없다는 설계상의 제약이 있다. 상세한 검토에 의하면 통상적인 옥상 설치형 솔라 시스템에서는 이 제약이 실용상 문제되지 않으며 일사량의 급변에 대해서도 2초 정도로 응답이 가능하다.

패널의 전력검출이 필요 없고 제어회로도 간단하다!

솔라 패널이나 풍력발전기를 풀 파워로 동작시키는 회로②

등산 탐색법에 의한 기존의 방법

태양전지의 발전전력을 최대로 이용하기 위한 MPPT 제어는 이미 많은 방식이 고안되어 있다. 대표적인 방법으로, 태양전지의 출력전력을 검출 및 비교하여 최대화하도록 전압의 최적값을 탐색하는 방법이나 출력전력의 전압 미분값이 0으로 되도록 제어하는 방법 등이 있다.

또한 퍼지 논리나 유전적 알고리즘 등을 적용하여 과도 시의 응답성과 정상 시의 최대 전력 달성률 향상을 양립하기 위한 방식도 고안되었다.

이러한 방법의 대부분은 기본적으로 등산 탐색법에 따르고 있어 탐색에 필요한 전력정보를 얻기 위해 솔라 패널 단자 또는 부하단자에서의 전압ㆍ전류 검출, 출력전력의 연산을 필요로 한다. 또 미분연산이나 비교를 실행하기 위해 과거의 데이터도 유지해야 한다.

여기서는 필자들이 고안한, 등산 탐색법에 따르지 않으며 극히 간단한 원리로 동작하는 ‘리밋 사이클 MPPT 제어법’에 대해 소개한다.

리밋 사이클 현상을 이용한 MPPT 수법

이 방식은 태양전지의 최대 공급전력을 초과한 곳에서 전력수급의 밸런스가 붕괴되어 링크 전압이 일정하게 유지되지 않는 현상을 이용하는 것이다. 파워 컨버터를 정상적으로 이 전력평형과 불평형의 경계점에서 지속발진(리밋 사이클) 동작시킴으로써 항상 최대 전력점에서 동작시킨다.

이 동작에는 태양전지의 전압/전류 검출이 필요 없고 과거와 현재의 전력 비교동작도 필요 없으므로 제어회로가 매우 간단해지는 이점이 있다.

그림 19에 리밋 사이클 MPPT 시스템의 구성을 나타낸다. 파워 컨버터의 구성 그 자체는 일반적인 승압 초퍼와 PWM 인버터의 조합으로, 3상/단상 어느 출력에도 적용할 수 있다.

▲ 그림 19. 리밋 사이클 MPPT 시스템의 구성

(사용부품은 그림 16 참조, 태양전지의 전압/전류검출이 필요 없으며 제어회로도 간단함)

단, 양쪽 제어 방법은 일반적인 MPPT 시스템과 다르다. 승압 초퍼 측에서는 솔라 패널의 단자전압 Varray나 인버터의 부하 상황이 변화해도 항상 DC 링크부 전압 Vlink를 일정하게 유지하도록 듀티 d를 전압 오차의 PI 연산량에 의해 부여한다.

한편, PWM 인버터 측에서는 전류제어 루프에 의해 상용계통측의 역률을 1로 유지하면서 부하전류의 진폭지시 I＊peak를 임의의 크기로 설정할 수 있다.

이 상태에서 I＊peak를 그림 20과 같이 서서히 증가시켜 출력전력을 늘려 가면 솔라 패널의 출력전력은 최대 전력점에 도달한다. 여기서 다시 I＊peak를 증가시켜 출력전력을 늘리려고 하면 전력의 수급 밸런스가 무너져 DC 링크 전압 Viink가 급격히 저하된다. 이에 따라 Varray도 저하되므로 이것을 콤퍼레이터로 검지하고 즉석에서 I＊peak를 감소시키면 Vlink는 다시 상승하므로 I＊peak를 증가시킬 수 있다.

▲ 그림 20. 리밋 사이클에 의한 MPPT 동작 (동작점이 최대 전력점에

도달하면 자여적으로 지속발진이 발생하여 MPPT가 실현된다)

이렇게 하여 동작점이 최대 전력점에 도달하면 자여적으로 지속발진이 발생, MPPT가 실현된다.

설계 포인트 및 응용

이 회로에서 확실한 지속발진 동작을 보증하려면 초퍼에 의한 전압제어 루프의 등가적인 응답 시상수를 τ라고 할 때, I＊peak의 증가와 감소의 속도를 결정하는 시상수 Tiu 및 Tid 사이에 Tin < τ < Tid의 관계를 부여하는 것이 필수적이다.

솔라 패널의 특성으로 그림 21에 나타난 A, B, C의 일조조건을 가정하고 A, B, C, B, A의 순으로 전환하여 MPPT 동작을 시뮬레이션한 결과가 그림 22이다. 양호한 추적 동작을 확인할 수 있다.

▲ 그림 21. 솔라 패널의 특성 곡선 (A, B, C의 일조 조건을 가정하여

A, B, C, B, A 순으로 전환하고 MPPT 동작을 시뮬레이션한다)

▲ 그림 22. MMTP 동작의 시뮬레이션 (0.5s/div., 양호한 추적 동작을 확인할 수 있다)

그림 23은 그림 19에 나타난 솔라 패널을 영구자석식 동기발전기와 다이오드 정류기를 구비한 소형 풍력발전기로 치환했을 경우의 MPPT 정상 특성 일례이다. 풍속의 변화에 따라 풍차의 회전속도가 변화되어 거의 최대 전력 동작점을 따르고 있는 모습을 확인할 수 있다.

▲ 그림 23. 소형 풍력발전기에 MPPT를 적용한 예 (거의 최대

전력 동작점을 추적하고 있는 모습을 확인할 수 있다)

▲ 사진 1. MPPT 실험장치의 외관

서지 전압과 스위칭 손실 억제에 효과가 있다

MHz 이상에서도 저손실 스위칭되는 게이트 구동 회로

인버터나 DC-DC 컨버터 등의 파워 일렉트로닉스 회로에서는 고속 스위칭에 적합한 파워 MOSFET이 많이 사용된다. 파워 MOSFET은 전압구동형 디바이스이므로 게이트-소스간 전압 VGS에 10V 정도의 전압을 가하면 ON 상태로 되고 이 전압을 제거하면 OFF 상태로 된다.

실제 MOSFET의 게이트-소스 사이에는 비교적 큰 정전용량 CGS가 있으므로 이 충방전에 필요한 에너지를 게이트 구동 회로에서 공급한다.

공진형 게이트 구동 회로의 결점

스위칭 주파수가 MHz급의 고주파로 되면 구동에 따른 손실이 현저하게 증가한다. 그 대책으로, 그림 24와 같은 공진형 게이트 구동 회로를 사용하여 회로 손실을 저감하는 방법이 있다.

▲ 그림 24. 많이 사용되고 있는 공진형 게이트

구동 회로 (MHz급의 스위칭 주파수로 증가하는

회로손실을 저감시키는 방법 중 하나)

그러나 이 구동 방식에서 VGS는 정현파에 가까운 전압이므로 디바이스가 OFF 상태에서 ON 상태로 이행하는 기간에 발생하는 스위칭 손실이 증가해버린다. 그 원인은 게이트-드레인간 미러 용량 CGD에 의한 미러 효과이다. 그림 25를 사용하여 그 동작에 대해 설명한다.

▲ 그림 25. 게이트-드레인간 미러 용량 CGD에 의한 미러 효과

(VGS 파형이 임계 전압 부근에서 일시적으로 평탄하게 되어 있다)

VGS가 상승하여 스레숄드 전압 VGSth에 도달하면 VDS가 하강하기 시작한다. 그러면 게이트 구동 회로에서 공급되는 구동전류 IG는 미러 용량 CGD에 흘러 VGS의 상승이 정지돼버린다.

CGD의 값은 VDS에 의존하며 그림 26과 같이 VDS가 낮을수록 CGD의 값은 커진다. 때문에 VDS의 하강은 한층 완만해지고 MOSFET 스위칭 시(턴 온 시)의 손실이 증가해버린다.

▲ 그림 26. 게이트-드레인 용량과 드레인-소스간 전압의 관계

(2SK2382, VDS가 낮을수록 CGD의 값은 커진다)

커런트 트랜스 귀환 회로의 동작원리

이러한 현상을 방지하여 스위칭 손실 증가를 억제하는 구동 방식이 CT(커런트 트랜스) 귀환 회로이다. CT 귀환의 구동 회로 원리를 그림 27에 나타낸다.

▲ 그림 27. CT 귀환의 동작 원리도 (CT의 1차 권선을 삽입하고

그 2차 권선에서 유출되는 전류를 CGS로 되돌린다)

전술한 바와 같이, MOSFET의 VDS가 저하되기 시작하면 CGD를 경유하여 게이트 구동전류가 바이패스 해버리므로 이 전류를 CGD의 충전전류로 리턴해 주면 된다.

그러나 CGD에 흐르는 전류를 직접 포착할 수는 없다. 그래서 CGD의 정전용량과 거의 같은 콘덴서 CS를 드레인-소스 사이에 접속하면 MOSFET의 VDS 저하에 따라 CS에서 방전되는 전류가 CGD에 흐르는 전류와 거의 같아지게 된다.

그래서 그 전류경로에 CT의 1차 권선을 삽입하고 2차 권선에서 흘러나오는 전류를 CGS로 리턴해 주는 것이다. 그림 28은 실제 CT 귀환형 게이트 구동 회로이다. 공진형 게이트 구동 회로와 MOSFET 사이에 CT 귀환 회로가 접속되어 있다.

▲ 그림 28. 실제 CT 귀환형 게이트 구동 회로

(공진형 게이트 구동 회로와 MOSFET 사이에 CT 귀환 회로가 접속되어 있다)

CT 귀환 회로에서는 콘덴서 CS에 방전전류가 흘렀을 때에만 그 전류를 CGS로 흘리고 그 이외의 경우에는 CT의 2차 권선을 해방할 필요가 있다. 그래서 트랜지스터 TrF, 다이오드 DF, 저항 RB를 그림과 같이 접속한다. 이렇게 할 경우, CT의 2차 측에 그림 방향으로 전류가 흐르면 RB를 경유하여 TrF에 베이스 전류가 흘러 TrF가 ON되고 CT의 2차 권선 전류가 CGS에 주입된다.

또 CT의 2차 권선에 전류가 흐르지 않는 경우, TrF는 OFF되므로 VGS의 전압이 ＋, － 어느 쪽이라도 CT의 2차 권선에 그 전압이 인가되지 않게 된다. 또 CT의 1차 측에 병렬로 접속된 다이오드는 MOSFET이 OFF했을 때 CS의 충전전류를 통과시키기 위한 것이다.

MOSFET의 서지 전압과 턴 오프 손실 저감

이 회로의 또 하나의 특징은, MOSFET이 OFF할 때 CS의 효과로 전압 상승을 완만하게 하여 MOSFET의 서지 전압과 턴 오프 손실을 저감할 수 있다는 것이다. 일종의 스너버 회로 작용이 발생되는 것이다.

그림 29는 MOSFET의 스위칭 파형이다. 양쪽의 VGS 파형을 비교하면 CT 귀환이 없는 경우, VGS 파형이 임계전압 부근에서 일시적으로 평탄하게 되어 있지만, CT 귀환이 있는 경우에는 그 평탄부가 제거되어 있다. 그 결과 턴 온 시의 파형을 보면 확실히 알 수 있는데, CT 귀환을 실시함으로써 MOSFET의 VDS 저하가 급격해져 있다는 것을 알 수 있다. 이로써 턴 온 시의 스위칭 손실 저감이 도모된다.

▲ 그림 29. 스위칭 파형 (위쪽 그림/VGS : 10V/div., VDS : 50V/div., IL1 : 2A/div., 200ns/div., 아래쪽 그림/VDS : 20V/div.,

10ns/div., CT 귀환을 실시함으로써 MOSFET의 VDS 저하가 급격해진다는 것을 알 수 있다)

턴 오프 시의 VDS 파형에서는 VDS의 상승이 완만해져 서지 전압과 턴 오프 손실이 억제되고 있다. 그림 30은 스위칭 주파수 1MHz에서 스위칭 손실을 측정한 결과이다. CT 귀환을 실시함으로써 턴 온 손실이 약 40%, 턴 오프 손실이 약 75%로 저감되었다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 30. 스위칭 주파수 1MHz에서 스위칭 손실 측정 결과 (CT 귀환을

실시함으로써 턴 온 손실이 약 40%, 턴 오프 손실이 약 75%로 저감되고 있다)

CT 귀환형 게이트 구동 회로는 공진형 게이트 구동 회로와 병용하여 MHz급의 고주파 스위칭을 실행할 때 특히 효과적이지만, 일반 게이트 구동 회로와 함께 사용해도 어느 정도의 효과를 기대할 수 있다.

이 회로에서 사용상 주의할 점은, CT의 코어재로 고주파 특성이 우수한 것을 사용해야 한다는 것이다. 이 실험에서는 몰리브덴 퍼멀로이재의 트로이덜 코어를 이용했다. 또 CT의 동작기간은 짧아도 상관없으므로, 이 실험에서 코어재의 ET 곱(전압 시간 곱)은 5㎶·s로 충분했다. 제작한 CT의 외관을 사진 2에 나타낸다.

▲ 사진 2. 제작한 CT의 외관

두 개의 코일 '인덕터와 트랜스'의 차이를 설명할 수 있다?

인덕터나 트랜스는 모두 자성체의 철심에 전선을 감은 구조이며, 전선에 전류가 흐르면 자성체의 내부에 자속이 쇄교(鎖交)하여 기전력을 발생하는 전자유도 현상을 이용하고 있다.

전자유도 현상에는 자기유도와 상호유도의 2종류가 있고 인덕터는 자기유도가, 트랜스는 자기유도와 상호유도의 양쪽이 관계한다.

1. 인덕터의 동작

그림 31은 인덕터의 기본 구조이다. 자성체에 감긴 N턴의 권선에 전류 I를 흘리면 자성체 내부에 자속 Φ가 생긴다. 여기서 자기의 권선전류에 따른 자속이 자기의 권선에 쇄교하는 비율을 자기 인덕턴스 L이라 정의하여 식 (1)과 같이 나타낸다.

▲ 그림 31. 인덕터의 기본 구조

(자성체에 감긴 N턴의 권선에 전류 I를

흘리면 자성체 내부에 자속 Φ가 발생한다)

인덕터의 단자전압 V와의 관계는 식 (2)와 같이 주어진다.

따라서 전류(자속)의 변화속도에 대응하여 자기 자신의 권선에 전압이 발생하거나 자기 자신의 전압 크기에 대응하여 전류(자속)가 변화한다. 즉,

과 같이 된다. 단, 패러데이의 법칙에 의한 유도기전력 VF는 V와 역방향으로 잡아,

로 기술한다. 이와 같이 인덕터의 동작은 자기의 전류와 자기 전압의 관계만으로 결정한다.

2. 트랜스의 동작

(1) 제1 특징

트랜스는 그림 32와 같이 자성체의 철심에 2개(또는 그 이상)의 권선을 설치한 것이다.

▲ 그림 32. 트랜스의 기본 구조

(한 쪽 권선에 전압을 가하면 다른 쪽 권선에 전압이 발생한다)

권선 1, 권선 2 각각은 인덕터인 경우와 마찬가지로 자기 인덕턴스 L1, L2를 가진다. 권선 1에 전압 V1을 인가하면 식 (3)을 충족하도록 전류 I1이 흘러,

자성체 내부에 식 (4) 크기의 자속 ΦM이 발생한다.

지금까지는 전술한 자기 인덕턴스와 마찬가지이다.

그리고 권선 2에서 보면 상대의 권선전류 I1에서 발생한 모든 자속 ΦM이 자기의 권선 2에 쇄교하고 있다. 이러한 트랜스를 밀(密)결합 트랜스라고 한다.

때문에 권선 2에도 전자유도의 원리에 의해 그림 32의 방향으로 식 (5)에서 주어지는 기전력이 발생한다.

이것을 상호유도라고 하며 상대의 전류에 따른 자속이 자기의 권선에 쇄교하는 비율을 상호유도 계수(상호 인덕턴스) M이라하여 식 (6)과 같이 정의한다.

다음으로 식 (5)에 식 (3)을 대입한 식 (7)을 살펴보면,

로 되며 한 쪽 권선에 전압을 인가하면 다른 쪽 권선에 전압이 발생하는 작용이 있다는 것을 알 수 있다. 이것이 제1의 특징이다.

(2) 제2의 특징

다음으로, 그림 33과 같이 권선 2에 저항 R을 접속하여 전류 －ΔI2가 흐르는 경우를 살펴본다. －ΔI2에 의해 자성체에는 ΦM과 역방향 자속,

▲ 그림 33. 트랜스의 자속 변동(트랜스는 전류를 전달하는 작용을 한다)

가 발생한다. 이 자속은 권선 1과 쇄교하는 자속을 ΦM－ΔΦ2로 줄이므로 권선 1의 기전력은,

로 되어 권선 1의 전원전압과 균형을 잃어버린다. 그래서 ΔΦ2를 없애는 자속,

가 발생하도록 권선 1에 전류 ΔI1이 흘러 균형을 유지한다. 즉, 권선 1에 흐르는 합계 전류 I1(total)은,

로 증가하게 된다. 즉, 권선 2에 흐르는 전류가 권선 1에서 공급된다.

이와 같이 트랜스에는 전류를 전달하는 작용이 있다. 이것이 제2의 특징이다.

3. 전력용 트랜스의 목적은 전압과 전류를 전달하는 것

일반적인 전력용 트랜스는 1차 측에서 2차 측(혹은 그 반대)으로 전압과 전류를 전달하는 것을 목적으로 하여 사용되고 있다.

따라서 여기에 직접 기여하지 않는 1차 권선(L1)에 흐르는 전류, 즉 자속 ΦM을 만들기 위한 전류(이것을 여자전류라고 한다)는 가급적 작은 쪽이 양호하게 된다.

실제 트랜스의 여자전류는 정격 부하전류의 수% 정도 이하가 되도록 설계한다. 파워 일렉트로닉스에서도 전원 트랜스나 포워드형 콘덴서의 트랜스 등이 이에 해당한다.

4. 플라이백형 컨버터의 트랜스는 사실 인덕터이다

플라이백형 컨버터인 ‘트랜스’는 사용 방법이 다르므로 주의해야 한다. 즉, 트랜스의 1차 권선(L1)에 큰 여자전류를 흘리고 그 여자 에너지를 2차 권선에서 나오게 한다는 2단계 동작으로 전력 전달을 실행한다.

때문에 통상적인 트랜스에 비해 인덕턴스 L1은 상대적으로 작아지도록 설계한다.

IGBT 모듈의 손실 시뮬레이션과 방열설계

여기서는 주로 3상 모터를 구동하는 인버터에서 IGBT 모듈이 발생하는 손실의 계산 방법 및 손실값에 맞춘 히트싱크(냉각 핀)의 선택에 관하여 해설한다.

시뮬레이터를 이용하여 손실을 계산한다

1. 손실의 분류

인버터부의 IGBT 모듈에서 발생하는 손실은 그림 34와 같이 분류된다. 여기서 정상손실이란, IGBT나 프리 휠 다이오드(FWD)가 ON하여 전류를 흘리고 있을 때의 손실, 스위칭 손실은 턴 온 동작이나 턴 오프 동작 시 발생하는 손실을 말한다.

▲ 그림 34. IGBT 모듈에서의 손실 내용 (정상 손실, 스위칭 손실 모두

출력 특성 커브나 스위칭 손실 특성 커브에서 구할 수 있다)

정상손실, 스위칭 손실 모두 기본적으로는 카탈로그에 기재되어 있는 출력 특성 커브나 스위칭 손실 특성 커브에서 구할 수 있다.

2. 손실 계산 방법

모터 제어에서는 IGBT 모듈의 ON/OFF 패턴으로 정현파-3각파 비교에 의한 PWM 변조가 많이 이용된다.

기준신호(출력전압신호)와 수k∼20kHz 정도의 변조신호(3각파)의 대소를 비교하여 IGBT의 온 펄스를 발생시키고 있다. 이러한 복수의 ON/OFF 패턴마다 손실을 계산하는 것은 쉽지 않다.

그래서 일반적으로는 근사식을 사용하여 간략하게 손실을 계산하는 방법이 소개되고 있다.(1) 그러나 데이터 시트에 기재된 그래프를 판독하는 노력이 필요하거나 특성의 근사를 잘못할 위험, 그리고 필요한 데이터가 기재되어 있지 않을 경우 등이 있을 수 있다.

여기서는 후지전기 디바이스 테크놀러지(이하 FDT사)에서 2006년 10월에 공개한 ‘IGBT 손실 시뮬레이션 툴을 사용하여 계산하는 방법을 소개한다. 이 툴은 FDT사제 IGBT 모듈의 손실커브나 열저항 특성을 수록하고 있으며 모듈 형식을 선택, 사용조건을 설정하는 것 만으로 발생 손실과 온도상승값을 계산할 수 있는 툴이다.

3. 툴의 사용 방법

시뮬레이션 툴은 FDT사 홈페이지(http://www.fujielectric.co.jp/fdt/scd/)에서 다운로드할 수 있다. 툴을 다운로드하여 적당한 폴더에 저장한 후 IGBTSim.exe를 실행한다. 사용조건을 확인한 후, 그림 35의 화면이 표시된다. 화면은 제품형식 설정란, 인버터 운전조건란 및 선택된 제품의 정보표시란으로 구성되어 있다.

▲ 그림 35. IGBT 손실 시뮬레이션 툴 IGBTSim의 실행 화면

[출력전압 신호는 정현파(3암 변조) 외에 출력전압값을 개선할 수 있는 2암 변조도 선택할 수 있다]

툴의 사용법은 간단하다. 사용할 모듈이 결정되었으면 드롭다운 박스에서 IGBT 모듈의 시리즈명과 형식을 선택한다. 다음으로 인버터의 운전조건을 설정한다. 필요한 상수는 다음과 같다.

① 출력주파수 [Hz] : 인버터의 출력주파수

② 출력전류 [ARMS] : 인버터의 출력전류

③ 캐리어 주파수 [kHz] : 캐리어(반송파)의 주파수

④ 역률 : 인버터 출력에서의 역률

⑤ 변조도 : 정현파-캐리어(3각파) 비교에서 각각의 진폭값의 비

⑥ 직류전압 [V] : 교류전원을 정류한 후의 직류전압값

⑦ 게이트 저항 [Ω] : IGBT 모듈을 구동할 때의 게이트 저항값. IPM(인텔리전트 파워 모듈)인 경우 게이트 저항값은 관계없으므로 1을 설정한다.

또 출력전압 신호는 통상적인 정현파(3암 변조) 이외에 사다리형 파상으로 함으로써 출력전압값을 개선할 수 있는 2암 변조도 선택할 수 있다. 이 툴은 다음과 같은 전제에서 손실을 계산한다.

ㆍ정현파 전류출력 3상 PWM 제어 VVVF 인버터일 것

ㆍ정현파 또는 사다리형 파와 3각파 비교에 의한 PWM 변조일 것

ㆍ출력전류는 정현파일 것

ㆍ계산되는 손실값은 1상분 중의 한쪽 암 측뿐. 따라서 인버터 전체에서는 IGBT, FWD 각각을 6배로 해야 한다.

조건을 설정했다면 계산 개시 버튼을 눌러 계산을 시작한다. 계산이 끝나면 결과표시 화면(그림 36)으로 바뀐다.

▲ 그림 36. 계산 결과 표시 화면

('Total power losses’를 6배 하면 3상 인버터 전체의 IGBT 모듈에서 발생하는 손실을 계산할 수 있다)

IGBT부, FWD부 각각에는 그림 34에 나타난 정상 손실값, 턴

온 손실값 등이 표시된다. 또 IGBT와 FWD를 합계한 손실값이 ‘Total power losses’로 표시된다. 이 합계값을 6배하면 3상 인버터 전체의 IGBT 모듈에서 발생하는 손실을 계산할 수 있다.

4. 손실 계산의 실례

여기서는 어떤 사양의 장치 손실을 계산해 본다. 계산에 필요한 장치의 사양은 다음과 같다.

(1) 인버터의 사양과 운전조건

ㆍ제어방법 : 3상 PWM 제어 인버터

ㆍ변조방식 : 3암 변조

ㆍ모터 용량 : 3.7kW

ㆍ교류입력 전원전압 : 220V

ㆍ정격 출력전류 : 17ARMS

ㆍ출력주파수 : 50Hz

ㆍ캐리어 주파수 : 10kHz

ㆍ역률 : 0.85

ㆍ변조도 : 1.0

ㆍ직류전압 : 300V

교류 220V 입력의 정류 후 직류전압값은 대략 300V로 된다. 여기에 전원 변동이나 스위칭 시의 스파이크 전압을 고려하면 IGBT에는 600V급이 필요하게 된다. 이번 모터 정격은 3.7kW이므로 50A 정격의 모듈을 선정한다.

여기서는 FDT사제 Econo-IPM 시리즈 ‘6MBP50TEA060’(600V/50A 6개 세트)을 선정했다. 툴에는 손실에 관한 특성이

컬렉터 전류에 대한 함수로서 근사되고 있어 캐리어 주기마다 IGBT, FWD의 전류값에서 정상 손실과 스위칭 손실을 계산하고 그것을 적분, 평균화함으로써 손실을 산출하고 있다.

툴에 의해 계산된 손실값은 그림 37과 같이 된다. 따라서 IGBT부의 손실은 합계 18.7W, FWD부는 2.5W, IGBT와 FWD의 합계 손실은 21.2W가 된다. 툴에서 구해진 위의 손실은 1암분의 손실이므로 인버터에서의 총 발생 손실은 6배인 127.2W가 된다.

▲ 그림 37. IGBT 모듈(IPM) 6MBP50TEA060의 계산 결과

(IGBT와 프리 휠 다이오드의 합계손실은 21.2W)

히트싱크 선정

1. 툴에서 온도상승값도 동시에 계산한다

전술한 툴을 살펴보면 모듈의 정크션-케이스간 열저항 Rth(j-c) 값을 사용함으로써 온도상승값도 동시에 계산할 수 있도록 되어 있다.

계산 결과 화면(그림 36)의 우측에는 IGBT부, FWD부 각각의 평균온도 상승값 ΔTj-c(ave.) 및 최고온도 상승값 ΔTj-c(max.)가 표시되어 있다.

또 그림 36에서 그래프 표시 버튼을 누르면 출력 1주기 중에서 접합부의 온도상승 움직임이 확인된다. 그래프 표시화면을 그림 38에 나타낸다.

▲ 그림 38. 그래프 표시 화면 (출력 1주기 중에서 접합부 온도 상승의 움직임을 확인할 수 있다)

전술한 운전조건에서 6MBP50TEA060의 칩 접합부 온도상승값은 다음과 같다.

(1) IGBT부

ㆍ평균 온도상승 16.3℃

ㆍ최고 온도상승 19.0℃

(2) FWD부

ㆍ평균 온도상승 3.1℃

ㆍ최고 온도상승 4.0℃

2. 냉각 핀 선정 방법

냉각 사양을 다음과 같이 하여 핀을 선정해 본다.

ㆍ주위온도(Ta) : 50℃

ㆍ접합부 최고 온도(Tj) : 125℃

ㆍ냉각 방법 : 자연공랭

먼저 케이스 온도를 계산한다. 접합부 최고 온도는 125℃, 접합부-케이스간의 온도차는 19.0℃(IGBT부)이므로 허용되는 최고 케이스 온도는 125℃－19℃＝106℃이다.

다음에 케이스-핀간 온도 상승분을 계산한다. 케이스-핀간 열저항은 카탈로그에 0.05℃/W로 기재되어 있다. IGBT와 FWD의 총 발생손실은 전술한 바와 같이 21.1W이므로 이 부분의 온도상승은 0.05℃/W×21.1W＝1℃이다. 따라서 핀 온도는 106℃－1℃＝105℃가 상한으로 된다.

한편, 주위온도는 50℃이므로 핀-주위간 온도가 105℃－50℃＝55℃ 이하로 되는 냉각 핀을 선정해야 한다.

인버터에서 발생하는 총 발생손실은 127.2W이므로 냉각 핀에 필요한 열저항은,

Rth(f-a)＝55℃/127.2W＝0.43℃/W

로 된다.

여기서는 료산의 히트싱크 카탈로그(2)에서 ‘90BS227’을 선정했다. 90BS227의 특성을 그림 39에 나타낸다. 핀의 길이가 파라미터로 되어 있어 핀이 길어질수록 큰 전력이 방열되는, 즉 열저항이 낮아지고 있다는 것을알수있다.

▲ 그림 39. 히트싱크 90BS227(료산)의 방열 특성 (L은 핀의 길이)

6MBP50TEA060의 총 발생손실은 127.2W이므로 그림 39에 적용시키면 핀의 길이 L은 150mm이며, 온도상승은 54℃로 되어 위에서 계산한 55℃이하라는 사양을 충족시킬 수 있다는 것을알수있다.

핀의 설치면의 크기는 227mm×150mm이므로 IPM의 설치면(122mm×55mm)보다 충분히 크기 때문에 설치에도 문제없을 것이다. 주의점으로, IPM을 핀에 설치할 때 서멀 콤파운드를 사용한다는 것을 잊어서는 안 된다.

또 핀의 특성은 설치면 전체를 가열한 이상적인 방열 특성이 표시되어 있는 경우가 많아 넓은 설치면에 작은 모듈을 설치하여 발열시키면(1점 가열) 냉각 특성이 카탈로그 값과 다른 경우가 있으므로 열전쌍 등에서 핀이나 케이스의 온도를 확인해 두는 것이 좋을 것이다.

게이트 구동전력 저감에 대한 연구

여기서는 구동부, 구동안정화 전원의 원 모듈화를 염두에 둔, IGBT 모듈의 소형화를 위한 구동 회로를 소개한다. 소형화에 있어서 다음과 같은 점을 설계의 타깃으로 하고 있다.

ㆍIGBT의 구동전력을 전력 절감함으로써 전원을 소형화한다

ㆍIGBT 구동부의 손실 전력(발열) 저감화에 의해 배열 효율이 떨어지는 고밀도 실장을 가능케 한다

공진형 게이트 구동 회로의 인덕터 전류 제어

그림 40은 간략화한 IGBT의 공진형 게이트 구동 회로이다. 이 구동 회로는 LG와 IGBT의 게이트 용량에 따라 LC 회로를 구성하고 LC 회로, Tr1, Tr2와 각각의 기생 다이오드에 의해 전원 B1(15V)과 IGBT 게이트 사이에 양방향의 승강압 초퍼 회로를 형성하고 있다. 게이트 충전 시에는 전원 B1에서 전력을 공급하고, 게이트 방전 시에는 게이트 용량에 축적되어 있는 에너지가 전원 B1로 회생되므로, 기존의 게이트 저항에 의한 구동 회로에 비해 전력을 절감하여 게이트를 구동할 수 있게 된다.

▲ 그림 40. 공진형 게이트 구동 회로 (전원 B1과 IGBT 게이트간에

양방향 승강압 초퍼 회로를 형성하고 있다)

그러나 LC 계에 펄스상 또는 스텝상의 전압을 인가하면 오버슈트를 동반하여 진동한다. 통상적으로 이러한 진동을 억제하기 위해서는 피드백에 의해 극 소거를 실행하는 것이 일반적이지만, 여기서는 피드백시키지 않고 오버슈트 없이 충전하는, 가장 단순하다고 생각되는 다음과 같은 2종류의 방법을 소개한다.

(1) 방법 1 : 인덕터 전류 ILG의 불연속 영역만 사용한다

Tr1, Tr2의 듀티를 설정하여 1회 스위칭할 때마다 인덕터 전류 ILG가 불연속으로 되도록 한다. ILG가 단속적으로 통전하면 LC 공진을 일으키지 않는다.

(2) 방법 2 : 오버슈트분을 포함하여 Tr1, Tr2의 PWM 듀티를 설정한다

LC 계에 스텝상의 전압을 부여했을 경우, Vout에는 Vin을 초과하는 전압이 오버슈트로서 충전된다. 여기서 소개하는 방법은 처음부터 이 오버슈트를 이용한다.

1. 인덕터 전류 ILG의 연속 영역 최대 전압

LC 회로의 스텝 응답은 입력전압을 Vin, 출력전압을 Vout이라고 할 때,

이고, Vout(t)의 최대값은 에서,

로 된다. 즉, LC 계에 스텝상의 전압을 인가할 경우, 그림 40에서 IGBT의 게이트 전압은 최대 입력전압의 2배로 된다.

이 과도현상을 반대로 이용하여, 요구되는 Vout(게이트 전압)에 대해 반 정도의 전압을 인가하면 Vout의 목표 전압에 맞춰 오버슈트 없이 알맞게 충전할 수 있다.

여기서 Vin에 고정 듀티의 PWM 신호를 입력했을 경우에 관해 살펴본다. Vin의 PWM 신호는 직류성분과 각 주파수 성분으로 분해된다. 그 직류성분은 듀티를 D로 하면 다음과 같은 관계가 있다.

Vin의 펄스 응답은 식 (3)의 직류성분에 의한 스텝 응답과 스위칭에 의한 고주파 교류성분에 의한 응답과의 중첩에 의해 합성 파형이 얻어진다.

상기의 관계에서 Vin 펄스의 직류성분에 의한 Vout의 과도응답은 다음과 같은 식으로 구해진다.

식 (4)에서 Vout(t)의 최대값은 에서,

로 구할 수 있다.

식 (5)의 관계에서 이 게이트 구동 회로 Tr1, Tr2의 스위칭 듀티를 50%로 설정함으로써 전술한 1/2의 직류전압을 인가했을 경우와 같은 효과가 얻어져 오버슈트를 억제할 수 있다.

2. Tr1, Tr2가 모두 OFF일 때의 하이 임피던스 상태에서는 불연속 영역으로 된다

이 게이트 구동 회로에서는 Tr1이 ON일 때의 전압 B1과 Tr2가 ON일 때의 0V, 그리고 Tr1, Tr2가 모두 OFF일 때의 하이 임피던스와 같이 3가지 상태를 유지한다.

Tr1, Tr2가 모두 OFF일 때의 하이 임피던스 상태에서는 ILG가 불연속 영역으로 되어 있다. 때문에,

의 상태에서는 ILG가 연속으로 되고,

의 상태에서는 ILG가 불연속으로 된다.

이러한 점에서 실제 기기에서는 식 (6)의 조건에서 ‘방법 2’에 의해 게이트가 구동되고, 식 (7)의 조건에서 ‘방법 1’에 의해 게이트가 구동된다.

이와 같이 IGBT의 게이트에 주어지는 충방전 방법을 외부 요인의 움직임에 따라 자동적으로 전환할 수 있어 외부 요인의 움직임을 제어 측이 피드백하는 일 없이 회로의 자연적인 특성을 이용하여 심플하게 게이트 구동 회로를 실현할 수 있게 된다.

시뮬레이션에 의한 동작 확인

이 게이트 구동 회로를 사용하여 실제 IGBT를 상정, 게이트 구동 회로의 시뮬레이션을 실행한다. 사용하는 IGBT는 CM600HA-12(미츠비시전기)이며 600V/600A의 대전력 스위칭 용도이다. 그림 41은 이 게이트 구동 회로의 시뮬레이션 모델이다. IGBT나 MOSFET에서의 게이트 용량은 일반적인 콘덴서와 같이 충전전하와 전압이 비례하지 않는 영역이 있다. 이것은 컬렉터-게이트 사이에 기생하는 미러 용량이 컬렉터 전위의 변화에 따라 충방전되고 이 전류에 의해 게이트에 전하 변화를 주기 때문이다.

▲ 그림 41. 이 게이트 구동 회로의 시뮬레이션 모델

IGBT의 컬렉터-이미터간 전압의 크기가 게이트 전하와 게이트 전압의 관계에 큰 영향을 미치므로 시뮬레이션에서는 이 영향을 고려하여 컬렉터-이미터간 전압(그림 41에서 Vp-Vn간 전압)을 다음과 같은 파라미터로 설정하여 각각 파형을 산출한다.

□ 0V, ◇ 100V, ▽ 200V, △ 300V, ○ 400V

각 부의 파형을 그림 42에 나타낸다.

▲ 그림 42. 공진형 게이트 구동 회로에 관하여 게이트 전압과

게이트 전류, 구동 회로 2개의 MOSFET(Tr1, Tr2)의 과도 특성을

SPICE로 시뮬레이션한 결과 [5회의 Tr1(SW1) 스위칭에서 게이트

전류가 거의 모아진다]

1. 게이트 전하 충전 과정

게이트 전하의 충전 과정에서는 Tr1의 스위칭에 의해 게이트 전류에 제한을 주면서 게이트에 전하를 충전해 간다. 이 때의 스위칭 주파수는 3.3MHz, 온 듀티는 50%이다.

설정 포인트는 IGBT 게이트 용량이 가장 작아지는 조건으로 한다는 것이다. 즉, 미러 용량의 영향을 최소로 할 수 있는 컬렉터-이미터간 전압 0V(Vp－Vn＝0V : 고정)에서 Tr1의 1회스위칭(ON∼OFF의 과정)으로 전원 B1(전압 15V)에 대해 오버슈트하지 않는 ON 시간으로 하고 가급적 스위칭 주파수를 작게 설정한다.

계속해서 Tr1의 제2, 제3의 스위칭으로 리플에 의한 오버슈트가 허용되는 범위에 있다는 것을 확인한다.

이 시뮬레이션에서는 5회의 Tr1 스위칭 설정에서 게이트 전류가 대략 모여지므로, 6회 째의 스위칭에서 Tr1이 ON 상태 유지로 바뀌고 게이트로의 충전을 완료한다.

2. 게이트 전하 방전 과정

게이트 전하 방전 과정에서는 Tr2의 스위칭에 의해 게이트 전류에 제한을 주면서 게이트 전하를 방전해 간다.

이 때 스위칭의 주파수, 듀티 등의 설정은 충전 시와 같다. 실제 충전 및 방전 시에는 설정을 특화하여 개별적으로 설정하는 쪽이 좋지만, 그림 40의 간소화도 염두에 둔 시뮬레이션이다.

여기서 Vp－Vn＝0V의 조건(그림 42의 □)에서 게이트 전압이 약간 마이너스 방향으로 흔들리고 있지만 일반적으로 IGBT의 마이너스 측 오버슈트는 정격 내에 있으므로 문제없다.

전력 절감 효과 산출

여기서 구체적인 IGBT의 1스위칭 과정에 있어서 게이트 구동시의 전력에 관하여 이 게이트 구동 회로 모델에서 산출한 결과를 그림 43에 나타낸다. IGBT의 구동조건에 관해서는 그림 42에 나타난 각 부 파형의 시뮬레이션과 동기하고 있다.

▲ 그림 43. IGBT의 1회 스위칭으로 게이트 구동 시 소비되는

전력을 SPICE로 시뮬레이션

그림 43의 ‘전원 B1의 공급전력’에 관해서는 플러스 측이 전력공급이고 마이너스 측이 전력회생을 나타낸다.

IGBT 게이트 충전 시에는 전원 B1에서 전력을 공급하고 게이트 방전 시에는 게이트 용량에 축적되어 있는 에너지가 전원 B1로 회생되고 있다는 것을 알 수 있다. 이에 대해 기존의 게이트 저항에 의한 공급전력은 게이트 충전 시 전력공급 뿐이므로 회생되지 않는다.

여기서 IGBT의 1스위칭 과정(OFF 상태 → ON상태 → OFF 상태)에서 게이트 구동 에너지의 수지에 관하여 산출한 것이 그림 43의 ‘전원 B1의 공급 에너지’이다.

이것은 ‘전원 B1 공급 전력’의 시간 적분에 의해 구해지는 누적된 전력, 즉 IGBT 1스위칭당 공급 에너지가 된다. 이것을 기존에 게이트 저항 구동 회로를 사용했던 같은 시뮬레이션과 비교하면 1스위칭당 공급 에너지는,

이 게이트 구동 회로 : 11μJ

게이트 저항 구동 회로 : 28μJ

로 되어 대략 기존 게이트 저항 방식의 40% 미만의 소비전력으로 게이트를 구동할 수 있다고 산출되었다. 따라서 이 시뮬레이션 조건에서 전원 B1의 전력정격은 기존의 게이트 저항 모델의 반 이하에서 실현할 수 있게 된다.

이 기술에 의해 전원 B1의 소형화와 게이트 구동 회로의 발열 저감에 의한 고밀도화가 가능해진다.

本 記事는 日本 CQ出版社가 發行하는 「トランジスタ技術」誌(2006年10月號)와의 著作權協定에 依據하여 提供받은 資料입니다.